HYPERFRÉQUENCES

HYPERFRÉQUENCES

D’après la définition la plus couramment admise, les hyperfréquences représentent des ondes électromagnétiques dont la longueur d’onde est de l’ordre du centimètre, et que l’on utilise notamment en technique radar et en transmission hertzienne.

En fait, les hyperfréquences (appelées encore ondes U.H.F., initiales de ultra high frequencies ) débordent largement les longueurs d’onde centimétriques, tant du côté des ondes décimétriques que du côté des ondes millimétriques. Les limites en fréquence sont donc très floues. Les utilisateurs ont pris coutume de caractériser par des symboles alphanumériques certaines «bandes» de fréquences particulièrement utilisées (bandes P, L, S, C, X, K, K¹, K^U, Q, V et W, centrées respectivement autour des fréquences 0,3, 1, 3, 5, 8, 23, 20, 16, 41, 51 et 78 GHz).

Le radar a beaucoup contribué au développement des hyperfréquences: les études faites pendant et après la Seconde Guerre mondiale, au Massachusetts Institute of Technology ont conduit à la mise au point d’ouvrages consacrés au fondement, à la technologie et aux techniques de mesure des hyperfréquences. Par la suite, de nouveaux domaines d’utilisation sont apparus, par exemple dans les télécommunications spatiales ou terrestres par faisceau hertzien et dans les appareils de contre-mesures (capables de détecter une émission U.H.F. quelconque et de la brouiller).

L’introduction des dispositifs à semiconducteurs et des ferrites a fait entrer le domaine des U.H.F. dans une phase de renouvellement perpétuel, avec pour tendances principales l’emploi de matériaux à l’état solide et la miniaturisation.

1. Générateurs d’hyperfréquences

Tubes générateurs d’hyperfréquences

Le magnétron

Le magnétron est le premier en date des générateurs d’hyperfréquences (Za face="EU Caron" カek, 1924). Sa structure est celle d’une diode en forme de cylindre. Après les stades successifs d’anodes pleines, puis fendues, les anodes possèdent actuellement des cavités cylindriques (fig. 1). Un champ magnétique de plusieurs dixièmes de tesla est appliqué parallèlement à l’axe de symétrie; les électrons issus de la cathode se déplacent dans le vide et sont soumis à l’action d’un champ électrique H.F. et d’un champ magnétique qui lui est perpendiculaire.

La théorie complète de la trajectoire des électrons (qui sont soit ralentis, soit accélérés), compte tenu de la charge d’espace et des vitesses initiales, est complexe. En fonctionnement continu, la puissance de l’onde hyperfréquence émise peut atteindre quelques kilowatts; en fonctionnement impulsionnel, les magnétrons peuvent produire une puissance de crête de plusieurs mégawatts avec un facteur de forme (rapport entre la puissance de crête et la puissance moyenne émise) variant de 500 à 2 000. De tels magnétrons, accordables sur une bande de 10 à 15 p. 100 de la fréquence de fonctionnement, se trouvent dans toutes les gammes de fréquence radar, depuis la bande L jusqu’à la bande W. Ce ne sont plus aujourd’hui les émetteurs radars par excellence car le temps de commutation d’une fréquence d’émission à une autre est beaucoup trop long – de l’ordre de quelques secondes –, ce qui rend les émetteurs radar à magnétron beaucoup trop sensibles aux brouilleurs. On est donc passé à des chaînes d’émission pilotées, à fréquences aléatoires.

Le klystron

Le klystron à deux cavités a fait son apparition en 1939. Son fonctionnement est fondé sur la modulation de vitesse des électrons. Un faisceau électronique (fig. 2) passe successivement dans un «premier espace de modulation» d’un volume résonnant (rhumbatron), en forme de tore et délimité par les grilles G1 et G2, puis dans un «espace de glissement» équipotentiel où les électrons se groupent par paquets, enfin dans un second rhumbatron (grilles G3 et G4) accordé sur la fréquence du premier, où les électrons induisent un champ électromagnétique d’intensité très supérieure à l’intensité du champ dans le premier. Le système décrit fonctionne en amplificateur: le gain en puissance peut atteindre quelques dizaines d’unités. En mettant en cascade plusieurs cavités, il est possible d’obtenir des tubes donnant plusieurs mégawatts de puissance de crête avec toutefois une étroite bande de fréquence (quelques pour-cent).

Pour qu’un klystron à deux cavités fontionne en oscillateur, il suffit d’établir une boucle de réaction entre les deux rhumbatrons à l’aide d’un tronçon de ligne coaxiale de longueur déterminée, ou mieux d’utiliser un klystron reflex.

Le klystron reflex ne comprend qu’un seul rhumbatron. À sa sortie, le faisceau d’électrons pénètre dans un espace où règne un champ retardateur produit par le réflecteur, électrode portée à un potentiel négatif par rapport à la cathode d’émission. On annule ainsi la vitesse des électrons, qui repartent vers le rhumbatron, le traversent en sens inverse et y laissent une partie de leur énergie. En faisant varier la tension du réflecteur, on peut faire osciller un klystron suivant divers régimes appelés «modes».

La fréquence est rendue réglable par déformation de la cavité du rhumbatron; la largeur de la bande peut atteindre 15 p. 100 de la fréquence centrale de fonctionnement. La puissance fournie en onde entretenue pure (C. W., pour continuous wave ) est comprise entre le milliwatt et quelques watts. Le rendement est faible (10 p. 100). Il existe des klystron reflex entre 1 et 40 GHz; ils sont très utilisés comme générateurs d’hyperfréquences en laboratoire et comme oscillateurs locaux dans les récepteurs radars.

Le tube à ondes progressives (T.O.P.)

En 1946, J. Pierce a créé le premier tube à ondes progressives. Le principe consiste à faire interférer un faisceau d’électrons et une onde progressive dont la vitesse de propagation est égale à celle des électrons du faisceau. On réduit la vitesse de l’onde en utilisant une ligne à retard, par exemple une ligne à structure en hélice (fig. 3) ou une ligne interdigitale. Il y a aussi interaction lorsque le faisceau et l’onde se propagent en sens inverse.

Lorsque le tube possède une symétrie de révolution autour du faisceau d’électrons, on dit qu’on a une optique du «type O». Dans les tubes à optique du «type M», le faisceau se propage entre les deux électrodes planes parallèles. Le type M permet des rendements plus élevés, pouvant atteindre 50 p. 100.

On représente généralement le couplage entre la ligne et le faisceau par une impédance Z. Cette impédance, supposée réelle, est faible devant celle du faisceau d’électrons. Elle est positive lorsque le faisceau et l’onde se propagent dans le même sens. On fonctionne alors sur le mode direct et le tube est amplificateur. La bande de fréquence dépasse l’octave. Les gains en puissance correspondant aux petits signaux valent couramment 50 dB, la puissance de sortie, elle, peut atteindre plusieurs dizaines de watts. Des tubes à ondes progressives amplificateurs sont construits pour des fréquences allant de 1 à 40 GHz. La tendance des émetteurs radars est de sortir une puissance moyenne de plusieurs dizaines de kilowatts avec une puissance crête restant de l’ordre du mégawatt. Certains tubes à ondes progressives amplificateurs permettent d’obtenir ces performances sur une bande de 10 p. 100 de fréquence de fonctionnement L ou S.

Lorsque l’impédance Z est négative, le tube fonctionne en «mode inverse»; inventé en 1952, ce type de tube a reçu le nom de carcinotron . Une réaction interne existe et, dès que le gain dépasse une certaine valeur, le tube fonctionne en oscillateur. Le carcinotron est monté dans tous les wobulateurs (générateurs balayés en fréquence) qui couvrent l’octave; il est très utilisé au laboratoire et dans les ensembles de contre-mesures. Il existe toute une gamme de tubes couvrant de 0,5 à 450 gigahertz; leur puissance varie en sens inverse de la fréquence, depuis plusieurs kilowatts jusqu’à quelques milliwatts.

Le tube à champs croisés (A.C.C.)

Conçu vers 1950, le tube à champs croisés a eu des applications civiles (radar de contrôle routier) avant d’être utilisé couramment dans les appareillages militaires. Cet amplificateur tient à la fois du magnétron, car il possède le même type d’interaction électronique avec des champs magnétiques et électriques perpendiculaires, et du tube à ondes progressives, car cette interaction se fait en onde progressive (c’est un amplificateur). Ainsi, le tube à champs croisés est composé des mêmes éléments de base qu’un tube à ondes progressives: une entrée et une sortie U.H.F. distinctes, une ligne de propagation à ondes lentes encore appelée ligne à retard, et un système électronique générateur d’électrons.

La figure 4 donne le schéma d’un tube amplificateur A.C.C. à émission distribuée, de forme circulaire, avec une coupe de la zone d’interaction comprise entre la cathode et la ligne à retard. Celle-ci, composée d’une structure en peigne, propage une onde U.H.F. à vitesse lente. Un champ électrique continu est établi entre la cathode et la ligne; un champ magnétique continu est établi perpendiculairement. Les électrons issus de la cathode prennent une vitesse de dérive parallèle à la cathode et égale au rapport des champs électriques et magnétiques continus appliqués. On s’arrange pour que cette vitesse de dérive soit sensiblement la même que la vitesse de propagation de l’onde U.H.F. dans la ligne à retard. Ainsi, les électrons gagnent ou perdent de l’énergie suivant la direction du champ U.H.F. Le résultat de cet échange d’énergie correspond à la création de nuages de charge d’espace favorisant l’amplification de l’onde U.H.F. Dans l’espace de dégroupement situé entre la sortie et l’entrée de l’onde U.H.F., les électrons émis qui n’ont pas servi à l’amplification perdent la mémoire de leur phase et peuvent servir au tour suivant à l’amplification U.H.F. Cela explique que les tubes à champs croisés ont d’excellents rendements, atteignant 50 ou 60 p. 100 (bien supérieurs à ceux d’un tube à ondes progressives). Leur bande passante peut être de 15 p. 100; elle est limitée principalement par l’adaptation des coupleurs hyperfréquences d’entrée et de sortie du tube. Les gains en puissance sont couramment compris entre 10 et 20 dB avec des alimentations électriques beaucoup plus faibles en tension que celles des magnétrons.

Générateurs d’hyperfréquences à l’état solide

Transistors

La technologie des couches planaires épitaxiées permet de réaliser des transitors en hyperfréquences. Cette technologie favorise un contrôle précis des dimensions et facilite l’interconnexion de multiples éléments. On ne distingue plus l’émetteur, la base et le collecteur du transistor conventionnel. Un transistor U.H.F. est constitué par plusieurs dizaines d’émetteurs séparés et connectés par une couche de métal déposé (overlay metal ), une couche d’oxyde servant d’isolant dans les régions où le contact n’est pas désiré. La fabrication de tels transistors implique de nombreuses opérations: la couche épitaxiale déposée sur un substrat très dopé est successivement oxydée, revêtue avec une émulsion sensible à la lumière, exposée à la lumière à travers un masque approprié, puis gravée. On peut également diffuser de nombreuses combinaisons métalliques à certains emplacements de la couche épitaxiée.

Les transistors bipolaires à silicium ont atteint leur limite de performance aux environs de 20 GHz, tant du fait de leur principe même que pour des raisons technologiques. En 1968, les transistors à effet de champ sont apparus et ont, depuis lors, permis d’obtenir des résultats spectaculaires aux fréquences élevées. Le transistor à effet de champ à barrière métallique est constitué d’un semiconducteur de type n ^- de préférence à un semiconducteur de type p ^-, car la mobilité des électrons est meilleure que celle des trous. Une différence de potentiel est appliquée entre deux électrodes appelées source et drain et matérialisées par deux contacts ohmiques (fig. 5); le semiconducteur est le siège d’un courant d’électrons constituant le canal du transistor. La troisième électrode, appelée gate ou grille , constituée par une couche de métal déposée sur le semiconducteur, crée la barrière de Schottky. Portée à un potentiel négatif par rapport à la source, elle crée une zone de déplétion vide de charges mobiles, qui règle la largeur du canal conducteur suivant l’importance du potentiel de grille. Avec le silicium, le canal comprend deux zones, régies par la valeur du champ électrique, et qui dépendent aussi de la tension drain-source: la zone 1, où la concentration des porteurs est constante, et la zone 2, où la vitesse d’entraînement des porteurs reste constante. Avec l’arséniure de gallium dopé avec des impuretés de type n , le processus est sensiblement le même; toutefois, la zone 2 est moins importante que la zone 1 et la mobilité des charges est de cinq à six fois supérieure à celle du silicium.

Si l’emploi des transistors bipolaires est limité aux environs de 20 GHz, le domaine d’utilisation en fréquence du transistor à effet de champ s’étend à 80 GHz (technologie GaAs), à 100 GHz (hétérojonction en GaAlAs) et même à 400 GHz (hétérojonction en GaInAs). Des bandes passantes voisines de 10 p. 100 vers 10 GHz et de 5 p. 100 au voisinage de 20 GHz sont obtenues au moyen de circuits de préadaptation disposés dans le boîtier même, à proximité immédiate des éléments actifs. L’association d’un grand nombre d’éléments actifs a permis une forte montée en puissance (20 dBm à 30 GHz).

On a vu apparaître, en technique radar, des émetteurs à état solide à base de transistors de puissance. Ces émetteurs, remplaçant les tubes électroniques, fonctionnent en bandes L et S, avec des transistors bipolaires. Ils offrent un temps moyen entre défaillances élevé, la possibilité d’utiliser des impulsions larges avec des puissances crêtes suffisantes, donc de bons rendements et de forts taux d’utilisation. Deux schémas de construction d’émetteur à état solide sont indiqués à la figure 6. Les modules émetteurs sont bien entendu à base de transistors.

Varactors générateurs d’harmoniques

Avec des diodes varactors du type «à accumulation de charges», on peut produire des harmoniques d’ordre élevé correspondant aux fréquences U.H.F. Polarisée positivement, une diode varactor se comporte comme ayant une capacité élevée; polarisée en sens inverse, elle a une capacité négligeable. La diode est insérée dans un boîtier à deux cavités, la première accordée sur la fréquence d’entrée 諸, la seconde sur la fréquence harmonique n 諸 qu’on désire sélectionner. n peut atteindre 10, le rendement de conversion est de l’ordre de 15 à 20 p. 100.

Les varactors générateurs d’harmoniques sont toujours utilisés comme multiplicateur ou diviseur de fréquence, notamment dans les synthétiseurs modernes, en concurrence avec les transistors. Les pilotes des radars modernes sont conçus, en effet, à partir de la fréquence très stable d’un quartz, qui, après multiplication et amplification, sert à piloter un oscillateur commandé, dont la fréquence d’émission est ainsi prépositionnée et asservie. Cette fréquence peut être aléatoire sur une bande pouvant atteindre 15 p. 100, rendant ainsi peu commode le brouillage du radar.

Diodes tunnel

Découverte par Leo Esaki (1958), la diode tunnel est constituée par une jonction p -n insérée entre deux régions p et n dégénérées, donc très dopées (la concentration en impuretés dépasse 10¹⁹ cm^-3). La zone de charge d’espace est très étroite (quelques nanomètres); il existe dont une possibilité non négligeable pour qu’un électron traverse cette barrière de potentiel par effet tunnel. La caractéristique courant-tension d’une diode tunnel (fig. 7) présente un pic pour les tensions très faibles, suivi d’une zone à pente négative où le système peut fonctionner en oscillateur. Avec des diodes tunnel à base d’arséniure de gallium (AsGa), on a construit des oscillateurs jusqu’à 50 GHz pour une puissance de sortie de 0,2 milliwatt. Le rendement toutefois reste faible (quelques pour-cent). Aussi préféra-t-on les diodes tunnel en amplificateur à faible bruit. Elles ne sont pratiquement plus utilisées aujourd’hui: on préfère se servir des amplificateurs à transistors faible bruit.

Diodes à effet Gunn

En appliquant des impulsions de tension aux bornes d’un cristal d’AsGa de faible épaisseur, J. B. Gunn (1963) s’aperçut qu’il était possible de donner naissance à des oscillations de courant dans la gamme de fréquence de 1 GHz. Le phénomène a été observé avec d’autres semiconducteurs du type n , tels que le phosphure d’indium InP, l’arséniure de gallium AsGa, qui possèdent également une bande de conduction avec deux minimums. L’effet Gunn demande deux conditions: le champ électrique dans le cristal doit être supérieur à un seuil critique (3 000 Vcm^-1 pour AsGa) et le produit de la densité d’électrons par la longueur du cristal doit être supérieur à la valeur critique (10¹² cm^-2 pour AsGa).

Oscillateurs à avalanches («Impatt oscillators»)

C’est en 1959 que M. Read a montré qu’une diode à avalanches pouvait servir de générateur de fréquence millimétrique en présentant une résistance négative. Une telle diode se compose de trois parties: une région p ⁺ et une région n ⁺ très fortement dopées insèrent une région intermédiaire de type n moyennement dopée et à contamination non constante. On applique à la région n ⁺ un champ électrique suffisant pour arracher des électrons par chocs. On constate l’apparition d’une zone d’avalanche, définie comme la zone où un électron en la traversant crée au moins une ionisation. On démontre qu’en fait l’impédance de la zone d’avalanche n’est pas négative; c’est la zone de charge d’espace qui est une zone de glissement et qui présente une impédance négative.

Des oscillateurs Impatt fonctionnent entre 1 et 50 GHz. Leur rendement est faible (quelques pour-cent). On peut obtenir une puissance de 100 mW en bande K^U; mais leur utilisation comme amplificateur à ces fréquences élevées a été concurrencée par les transistors de puissance.

2. Cavités à hyperfréquences

Cavités ou volumes résonnants classiques

Une cavité est un milieu diélectrique fini, limité par une surface conductrice fermée et dans laquelle existe un champ électromagnétique.

Ce champ électromagnétique doit satisfaire aux équations de Maxwell et aux conditions limites imposées sur la surface conductrice. Le problème est donc d’intégrer les équations de Maxwell en milieu fini. Supposons que l’on ait déterminé une distribution du champ électrique つ (x , y , z ) et du champ magnétique で (x , y , z ); la dépendance par rapport au temps est toujours de la forme exp(j 諸t). L’énergie électromagnétique emmagasinée dans la cavité a pour valeur:

Si le conducteur n’est pas parfait, une certaine puissance est perdue dans les parois du résonateur. Cette puissance est:

S désignant la surface de la cavité, H^T l’amplitude du champ magnétique tangentiel à cette surface et R la résistance en hyperfréquence de l’unité de paroi.

Le coefficient de qualité ou de surtension du volume résonnant est le rapport de la puissance emmagasinée moyenne à la puissance perdue pendant une période, soit:

S’il n’y a pas d’autre perte que celle qui est due au conducteur:

Comme une fraction de la puissance est perdue, pour que le régime d’onde trouvé en intégrant les équations de Maxwell se conserve, il faut fournir de l’extérieur une énergie égale à la valeur moyenne des pertes; elle sera d’autant plus faible que Q sera plus grand.

On utilise dans la pratique trois formes de cavités, rectangulaires, cylindriques et coaxiales, pour lesquelles on sait résoudre exactement les équations de Maxwell (ce qui n’est pas le cas des volumes résonnants de forme quelconque). Les solutions trouvées constituent les modes d’oscillation propres de la cavité.

Cavités cylindriques à section circulaire

Les cavités cylindriques à section circulaire sont largement utilisées; leur coefficient de qualité élevé (environ 20 000) et leur simplicité de fabrication les font souvent préférer, malgré leur largeur de bande d’utilisation plus faible.

La solution des équations de Maxwell conduit à deux sortes de modes: mode transverse-électrique (TE), où le champ électrique est toujours perpendiculaire à l’axe du cylindre, mode transverse-magnétique (TM), où le champ magnétique est toujours perpendiculaire à l’axe du cylindre.

Chaque mode est déterminée par un ensemble de trois indices; par exemple, pour les modes TE^lmn : l correspond au nombre de périodes de variation de la composante de champ électrique radial E^r lorsqu’on se déplace sur un cercle perpendiculaire à l’axe du cylindre; m correspond au nombre de demi-périodes de variation de la composante de champ électrique E size=1 quand on se déplace sur un rayon du cylindre; n correspond au nombre de demi-périodes de variation de la composante radiale E^r lorsqu’on se déplace sur l’axe du cylindre.

À chaque mode correspond une fréquence de résonance dont la longueur d’onde est donnée par l’expression:

Al ^lm est la m - ième racine de la dérivée de la fonction de Bessel d’ordre l ,J ^e (x ). D et L sont respectivement le diamètre et la longueur de la cavité.

On a coutume de représenter les variations de (D/)² en fonction de (D/L)², ce qui donne une «carte de modes» extrêmement commode pour déterminer la bande d’accord de fréquence possible de la cavité en fonction par exemple de la longueur L. Chaque mode y est représenté par une droite.

Cavités coaxiales

Les cavités coaxiales fonctionnent toutes sur le mode fondamental TEM (transversal électromagnétique). Elles ont une très large bande d’accord sans mode parasite, s’étendant théoriquement jusqu’à la fréquence zéro. Leur coefficient de qualité est faible (environ 1 000) à cause de la présence du conducteur central. Leur construction est toutefois délicate.

Cavités parallélépipédiques

Les cavités parallélépipédiques peuvent aussi bien fonctionner sur des modes du type TE et du type TM. Pratiquement, le seul mode utilisé est le TE⁰¹ⁿ , la longueur de guide comprise entre l’entrée et le piston (fixe ou déplaçable) est alors égale à n (^g /2) où^g est la «longueur d’onde guidée». Leur coefficient de qualité est peu élevé, leur bande d’accord est large sans trop de risques de modes parasites.

Emploi des cavités résonnantes classiques

Parmi les nombreux emplois, citons quatre utilisations courantes.

Un ondemètre est une cavité résonnante dont on peut faire varier les dimensions par un dispositif mécanique de précision pour mesurer une fréquence grâce à l’apparition d’une résonance. Un ondemètre est dit à «absorption» lorsqu’il est placé en parallèle sur une ligne de transmission hyperfréquence; lorsque la fréquence de l’onde hyperfréquence correspond à la fréquence de résonance de l’ondemètre, on observe une diminution brusque de la puissance transmise. Un ondemètre est dit «en transmission» lorsqu’il est placé en série dans le circuit d’hyperfréquence; il ne laisse passer que l’énergie dont la fréquence correspond à la fréquence de résonance de la cavité.

Lorsqu’on veut effectuer les mesures sur une très large bande couvrant l’octave, on utilise, malgré leur faible coefficient de qualité, des ondemètres coaxiaux. Pour des mesures plus précises, on emploie des ondemètres en guide circulaire qui fonctionnent presque exclusivement sur les modes TE¹¹ et TE⁰¹ⁿ .

Pour comparer les possibilités de détection des matériels de radar, on peut utiliser un écho fictif produit par une cavité résonnante à coefficient de surtension très élevé (environ 60 000), appelée boîte à écho (echo box ), que l’on place, couplée à un dipôle, à une courte distance de l’antenne. Lorsque l’émetteur envoie une impulsion, la boîte à écho, accordée sur la fréquence d’émission, emmagasine une fraction de l’énergie de cette impulsion. Cette énergie est ensuite rayonnée vers l’extérieur par le dipôle et décroît exponentiellement avec une constante de temps proportionnelle au coefficient de qualité de la cavité. L’analyse par le récepteur radar de cet écho permet de caractériser l’efficacité d’ensemble du matériel de radar. La boîte à écho constitue un excellent appareil de maintenance d’un ensemble radar.

Il est possible de façonner les caractéristiques en hyperfréquence d’un filtre passe-bande (pertes d’insertion, largeur de bande, pente, rejection) en couplant deux ou plusieurs cavités. Le couplage peut se faire soit directement, soit par l’intermédiaire de tronçons de lignes de transmission «quart-d’onde».

En utilisant la méthode des perturbations ^{[cf. DIÉLECTRIQUES]}, on peut mesurer en hyperfréquence la partie réelle (constante diélectrique) et la partie imaginaire (angle de perte) de la permittivité complexe d’un matériau non conducteur ou de la perméabilité complexe d’un corps magnétique à champ magnétique nul. La méthode consiste essentiellement à mesurer la variation de la fréquence d’accord et la diminution du coefficient de surtension d’une cavité à haut coefficient de qualité après introduction d’un petit échantillon de matière à mesurer.

Cavités à état solide

Billes de monocristaux de grenat d’yttrium-fer

Depuis sa découverte en 1956, simultanément par deux équipes, l’une française (F. Bertaut et P. Forrat, Grenoble), l’autre américaine, le monocristal de grenat d’yttrium s’est révélé d’une grande importance à la fois pour ses applications en micro-ondes et pour l’étude expérimentale de la résonance ferrimagnétique. Sa structure cristalline est à peu près cubique et ne contient pratiquement aucune imperfection dans la maille, ce qui explique les faibles valeurs de la raie de résonance ferrimagnétique H (de l’ordre de 25 A/m). On sait tailler ce monocristal sous forme de petites sphères parfaitement polies de quelques dixièmes de millimètre à quelques millimètres de diamètre.

On montre qu’une telle sphère soumise à un champ magnétique U.H.F. de fréquence f et aimantée par un champ magnétostatique H⁰ tel que f = 塚H⁰ ( 塚: facteur gyromagnétique égal à 0,035 MHz.m.A^-1) se comporte comme une cavité à hyperfréquence. On définit alors le coefficient de qualité de la sphère Q = H⁰/( H⁰), qui peut atteindre 10 000 en bande X. On définit également le coefficient de couplage d’une sphère placée dans une ligne de transmission à n (/2) d’un court-circuit et aimantée à la résonance gyromagnétique ^{[cf. FERRITES ET GRENATS]}.

Le comportement linéaire de la sphère de grenat n’est plus valable lorsqu’on augmente la puissance de l’onde hyperfréquence au-dessus d’un certain seuil; des phénomènes non linéaires apparaissent, principalement vers les basses fréquences (jusqu’à la bande S).

Dans les techniques des filtres à accord électronique, une petite bille de quelques dixièmes de millimètre peut remplacer une cavité à hyperfréquence; de plus, la fréquence de résonance de la bille dépend du champ magnétique appliqué; elle peut donc être déplacée rapidement par accord électronique. L’intervalle de la fréquence d’accord peut atteindre plusieurs octaves. On a réalisé des filtres à deux, trois ou quatre sphères couplées. Ils trouvent leur application dans les dispositifs analyseurs de radar pour les contre-mesures couvrant l’octave de fréquence et dans les télécommunications par faisceaux hertziens pour sélectionner des canaux de fréquence.

Cavités à résonateurs diélectriques

En 1939, R. D. Richtmyer a montré que des objets diélectriques non métallisés pouvaient faire fonction de résonateurs électriques; il a créé le nom de résonateurs diélectriques. Les principales propriétés de ces résonateurs diélectriques sont:

– un coefficient de surtension Q approximativement égal à l’inverse de l’angle de pertes tg 嗀;

– un coefficient de température de la fréquence de résonance 精^f qui combine les effets de la variation de la constante diélectrique 﨎 et du volume du matériau en température;

– une constante diélectrique 﨎 élevée.

Jusqu’en 1960, les études n’ont pas eu d’application technique faute de matériau valable. Des recherches ont ensuite permis la mise au point de céramiques frittées du type titanate de baryum (Ba²Ti⁹²⁰), ou encore titanate de zirconium (ZrTiO⁴) dont le coefficient de température peut être ajusté par adjonction d’étain.

Comme les cavités résonnantes classiques, les résonateurs diélectriques sont des volumes de matériaux présentant des modes propres de résonance de types TM ou TE. Avec la mise au point technique de ces matériaux, il a fallu définir des techniques de mesure précises et appropriées pour déterminer les trois paramètres Q, 精^f et 﨎.

3. Amplificateurs à faible bruit

Maser amplificateur

Le fonctionnement des masers est fondé sur la création d’un milieu amplifiant les micro-ondes qui le traversent. Ce milieu amplifiant est obtenu par le phénomène d’émission stimulée dans un système d’atomes dont les populations ont été inversées ^{[cf. MASER]}. L’énergie correspondant aux hyperfréquences par la relation E = hf est de l’ordre de 10^-5 eV. Pour trouver les états dont les énergies propres diffèrent de cet ordre de grandeur, il faut faire appel aux transitions entre les sous-niveaux de Zeeman des corps paramagnétiques produits par la présence d’un champ magnétique extérieur. Les corps utilisés sont tous obtenus par diffusion aléatoire d’un ion paramagnétique dans une matière monocristalline: alumine (saphir), émeraude, rutile, tungstate de calcium.

Deux techniques de réalisation des masers sont utilisées. Pour les masers à cavité , le milieu amplifiant est placé dans une cavité à micro-onde, ce qui a l’inconvénient de réduire la bande passante d’amplification (fig. 8). Pour réaliser les masers à ondes progressives , on allonge artificiellement le parcours de l’onde dans le matériau en utilisant des modes d’ondes lentes dans des structures où la vitesse de groupe de l’onde est réduite. On peut ainsi obtenir des bandes passantes de l’ordre de 50 MHz. Le maser qui a équipé les stations terminales d’Andover et de Pleumeur-Bodou, construit dans les années 1960 par les Bell Laboratories est représenté schématiquement sur la figure 9.

Les masers ne sont actuellement employés que pour les télécommunications spatiales, la détection spatiale et la radioastronomie, où ils sont concurrencés par les amplificateurs paramagnétiques à diode et par les amplificateurs à transistors à faible bruit. Pour d’autres applications, leur très faible température de bruit est souvent inutile, quand les bruits supplémentaires parasites captés par l’antenne sont très supérieurs à celui du récepteur; c’est le cas de la plupart des radars, des systèmes de communications classiques et des radars militaires devant fonctionner en présence de brouillage. Leur bande passante est faible (moins de 1 p. 100), ce qui leur aliène les débouchés vers les radars agiles, la radiométrie à grande bande, les récepteurs d’écoute, etc. La structure propre des masers à cavité et à propagation d’onde est relativement simple et surtout extrêmement robuste, mais les appareils produisant le champ magnétique et le froid sont encombrants et de maintenance difficile. L’introduction des électro-aimants supraconducteurs a considérablement simplifié ce problème, et tous les masers modernes sont actuellement munis d’un tel dispositif, peu encombrant, sans consommation, stable, qui permet de donner au cryostat des formes minimisant ses pertes.

Amplificateur paramétrique

Un amplificateur paramétrique est constitué essentiellement par une réactance non linéaire C qui reçoit l’énergie à deux fréquences différentes: le signal à amplifier de fréquence f ¹ et le signal de pompe, qui fournit l’énergie d’alimentation à l’amplificateur à la fréquence f ^p .

Le fonctionnement de tels amplificateurs est caractérisé par un transfert d’énergie à la fréquence de pompe vers des signaux à autres fréquences (signal et idler ou bande latérale supérieure). J. M. Manley et H. E. Rowe (1956) ont fait l’étude théorique de ces échanges d’énergie. Leurs résultats sont résumés dans ces deux relations:

f ¹ et f ^p sont les fréquences des signaux appliqués à l’élément non linéaire; mf ¹ + nf ^p sont les fréquences résultant de leurs battements (m et n entiers); W^mn représente l’énergie disponible dans le système à la fréquence mf ¹ + nf ^p .

Les relations précédentes mettent en évidence la possibilité de réaliser des dispositifs amplificateurs qui peuvent se classer en deux catégories, dépendant du choix de la fréquence de battement sélectionnée.

Dans l’amplificateur à bande latérale supérieure , les fréquences considérées sont f ¹, f ^p et f ¹ + f ^p = f ².

Des relations (1), on tire:

W^p représente l’énergie disponible dans la réactance non linéaire. Les équations (2) et (3) montrent qu’il y a transfert du signal (W¹) et de la pompe (W^p ) vers le signal de fréquence f ² = f ^p + f ¹. Le système est inconditionnellement stable et le gain en puissance vaut:

Comme il est en général nécessaire, pour masquer convenablement le bruit des étages suivants (mélangeur et préamplificateur), que l’amplificateur paramétrique ait un gain suffisant (15 dB au minimum), le pompage doit se faire à une fréquence très élevée, ce qui implique des servitudes assez coûteuses: diodes pouvant être pompées à des fréquences aussi élevées, tubes oscillateurs peu courants et de mauvais rendement, et alimentation de tension élevée.

Les fréquences considérées dans le cas de l’amplificateur à bande latérale inférieure sont: f ¹, f ^p , f ² = f ^p 漣 f ¹. Les relations (1) s’écrivent:

Il y a transfert d’énergie de la pompe vers le signal de fréquence f ^p 漣 f ¹ [équation (5)], et possibilité d’extraire le signal amplifié soit à la fréquence f ¹, soit à la fréquence f ^p 漣 f ¹ [équation (4)].

Contrairement au système précédent, cet amplificateur n’est pas inconditionnellement stable. Vis-à-vis de l’entrée, l’élément non linéaire «pompé» se comporte comme une résistance négative. Le gain peut être infini, c’est-à-dire que l’amplificateur peut devenir un oscillateur.

Trois types de montage sont possibles.

– Dans le montage en convertisseur , le signal à amplifier est à la fréquence f ¹, le signal amplifié est extrait à la fréquence f ^p 漣 f ¹. Ce montage présente l’avantage de ne pas être limité en gain. Les facteurs de bruit qu’il est possible d’atteindre sont faibles, et le découplage entre l’entrée et la sortie ne pose pas de problème particulier, puisque celles-ci sont à des fréquences très différentes.

– Dans le montage en réflexion , le signal de sortie est à la même fréquence que le signal à amplifier, soit f ^s . Les signaux d’entrée et de sortie ont rigoureusement la même fréquence et permettent au montage de s’intercaler simplement dans un radar existant; le gain n’est en principe pas limité, et ne le sera que pour des questions de stabilité. Le facteur de bruit peut être rendu assez faible par l’utilisation de bonnes diodes (élément non linéaire), et si le pompage a lieu à une fréquence assez élevée. Par contre, le système travaille à la réflexion, et il est nécessaire, afin de pouvoir séparer les signaux d’entrée et de sortie, de disposer de circulateurs à ferrite de très bonne qualité.

– Le mode dégénéré ou quasi dégénéré est un cas particulier du montage en réflexion avec f ^p = 2f ¹. Les limitations théoriques de performances de bruit qu’il présente le rendent inutilisable pour une exploitation radar. Son intérêt, qui était lié à sa largeur de bande instantanée, s’est amenuisé lorsque des performances identiques ont pu être obtenues à l’aide de systèmes à monodiodes en réflexion.

En technique radar et pour les télécommunications par faisceaux hertziens, les amplificateurs paramétriques à un ou deux étages d’amplification sont encore utilisés dans la bande de fréquence L, S et C. L’élément non linéaire est constitué par la variation non linéaire de la capacité d’une diode du type varactor en fonction de la tension. Toutes les études relatives à l’emploi des phénomènes non linéaires de puissance dans un milieu ferrite ont été abandonnées.

Pour des stations de réception de télécommunications spatiales, on n’hésite pas à utiliser de tels amplificateurs à très basses températures (20 K). Le montage en réflexion, qui donne le meilleur produit du gain par la bande passante, est pratiquement le seul utilisé. En technique radar, ils sont aujourd’hui à peu près complètement abandonnés au profit de l’amplificateur à transistor.

Amplificateur à transistors

La commercialisation des transistors à effet de champ a conduit à la réalisation d’amplificateurs faible bruit possédant les avantages des dispositifs à semiconducteurs:

– largeur de bande élevée;

– grande stabilité des caractéristiques en température et en fréquence;

– faible consommation;

– encombrement réduit;

– fiabilité élevée.

On trouve couramment des amplificateurs de ce type qui présentent un gain de plus de 20 dB et plus de 15 p. 100 de bande passante pour un facteur de bruit inférieur à 2 dB. Le schéma de principe d’un amplificateur à deux étages de transistors est donné à la figure 10.

La technique utilisée en général est du type microstrip sur substrat à forte constante diélectrique. Le circuit d’adaptation d’entrée, à constante répartie, a pour but d’optimiser l’étage d’entrée en bruit; il ramène à partir d’une source 50 行 l’impédance optimale de bruit à l’entrée du transitor. Le circuit d’adaptation intermédiaire permet également de minimiser les fluctuations de gain dans la bande de fréquence d’utilisation. Le circuit de sortie adapte la sortie de l’amplificateur sur 50 行. Un schéma de réalisation concrète est indiqué à la figure 11: l’amplificateur faible bruit est inséré entre deux isolateurs à ferrite constituant les étages d’adaptation entrée et sortie.

Pratiquement, tous les radars modernes possèdent de tels amplificateurs placés en tête de leur chaîne de réception, permettant ainsi d’améliorer la sensibilité du récepteur.

4. Autres dispositifs à diodes en hyperfréquences

L’importance prise par les semiconducteurs dans les oscillateurs à l’état solide n’a cessé de s’affirmer. Il existe de nombreux autres dispositifs U.H.F. utilisant des diodes: commutateurs, interrupteurs, déphaseurs, détecteurs, mélangeurs, limiteurs... Une des caractéristiques communes de ces appareils est leur grande bande passante couvrant aisément plusieurs octaves: cela est dû en partie au fait que la dimension d’une diode semiconductrice est toujours petite devant la longueur d’onde, ce qui permet de la faire travailler en «constante localisée», donc indépendamment de la fréquence. L’insensibilité de leurs caractéristiques à la température dans la gamme habituelle de fonctionnement (face=F0019 漣 40 ⁰C, + 100 ⁰C) est un autre caractère intéressant de ces dispositifs. On examinera successivement quelques possibilités des diodes PIN, des barrières de Schottky et des varactors.

Diodes PIN ou P size=5刺N

Une diode PIN se compose de trois parties: deux zones extrêmes p ⁺ et n ⁺ fortement dopées, et une région intermédiaire théoriquement intrinsèque, en pratique faiblement dopée (c’est la raison pour laquelle la dénomination P 刺N est plus correcte) qui possède une faible conductivité ^{[cf. SEMICONDUCTEURS]}.

Un schéma équivalent est toujours valable en polarisation inverse (une grande résistance mise en parallèle avec une faible capacité). En polarisation directe, la région p ⁺ injecte des trous dans la zone 1 tandis que la région n ⁺ y injecte des électrons. La conductivité de la région intrinsèque devient très grande. Une diode PIN équivaut donc à la mise en série de deux jonctions PI et IN. Comme il est nécessaire que la longueur de la zone 1 soit inférieure à la longueur de diffusion, un seul corps, le silicium, convient pour fabriquer des diodes PIN, en raison de sa résistivité intrinsèque et de la durée de vie des porteurs.

Interrupteur (switch)

Une diode PIN en parallèle sur une ligne de transmission se présente, en polarisation directe, comme une résistance de très faible valeur, donc pratiquement comme un court-circuit indépendant de la fréquence, et, en polarisation inverse, comme une capacité de faible valeur, donc comme un circuit ouvert d’autant moins bon que la fréquence est élevée.

Pour que la bande passante de l’interrupteur soit la plus grande possible, il est nécessaire d’utiliser la capacité de la diode comme élément d’un filtre passe-bas.

Déphaseur à diodes

Savoir contrôler et commander électriquement la phase d’une onde U.H.F. est à la base de la réalisation d’antennes modernes, dites à « balayage électronique», où l’excursion du lobe principal est obtenue par des procédés électroniques rapides, remplaçant en totalité ou en partie la rotation mécanique, beaucoup plus lente, de l’antenne.

Parmi les trois solutions qui furent proposées, le déphaseur à diodes est une solution numérique offrant l’intérêt d’une faible consommation de puissance de commande et d’une excellente tenue en température. Deux types sont couramment utilisés.

Dans le premier type, la ligne de propagation est constituée d’une succession de cellules placées en série et possédant des obstacles réactifs variables. Chaque cellule se compose en fait d’une ligne d’impédance Z^c , de longueur l , chargée par une susceptance pure j B qui peut prendre deux valeurs distinctes, suivant qu’une diode se trouve dans l’état conducteur ou bloquée. Le déphasage différentiel entre ces deux états est directement fonction de la susceptance B; on peut ainsi créer en série des différences de phase 0 漣, 0 漣/2, 0 漣/4, etc. (fig. 12).

Dans le second type, la ligne de propagation est constituée d’une succession de cellules placées en série et possédant chacune deux voies parallèles dont la longueur électrique est différente. Grâce à des diodes placées sur ces voies, on peut aiguiller l’énergie hyperfréquence d’un côté ou de l’autre, favorisant de la sorte une succession de déphasages contrôlés 0 漣, 0 漣/2, 0 漣/4, etc.

Déphaseur continûment variable

Les déphaseurs continûment variables utilisent des transistors à effet de champ avec double porte (dual gate f.e.t. ). La figure 13 illustre le fonctionnement schématique d’un déphaseur continûment variable entre 0 et 360⁰. Cette variation est obtenue en faisant la somme de quatre vecteurs だ, ち, ぢ et っ en quadrature, et ayant un module de valeur contrôlée. Le signal à l’entrée est divisé en deux signaux en opposition de phase par un coupleur type T magique, puis chacun d’eux est encore divisé en deux signaux en quadrature par des coupleurs type 3 dB. Chaque transistor à effet de champ peut jouer à la fois le rôle de switch ou d’amplificateur, contrôlant ainsi l’amplitude des vecteurs だ, ち, ぢ et っ en sortie. On peut alors obtenir une variation de phase quelconque entre 0 et 360⁰ en sortie par rapport à l’entrée.

Des déphaseurs basse puissance existent, qui couvrent une bande passante de 1 octave, avec des pertes d’insertion voisines de 3 dB et des temps de commutation de l’ordre de 100 ns. La puissance acceptée par ce type de déphaseur reste faible. Néanmoins, des réalisations ont été faites avec, sur un substrat AsGa, des transistors à effet de champ intégrés en monolithique et une propagation en circuit microstrip.

Barrière de Schottky

Une barrière de Schottky est constituée par un contact le plus parfait possible entre un métal (Al, Mg, Pd, Au) et un semiconducteur (Si, Ge, AsGa) nettement intrinsèque. On démontre qu’il existe alors une barrière de potentiel infiniment mince qui ne joue donc aucun rôle en mécanique quantique. En pratique, il est très difficile d’empêcher la formation d’une couche d’oxyde qui va définir une valeur de la barrière de potentiel indépendante du semiconducteur et du métal. Pour l’éliminer, il faut employer une technologie spéciale: clivage du semiconducteur en milieu ultravide et dépôt du métal par évaporation.

La limitation en fréquence d’une telle diode est très supérieure à celle d’une simple jonction p-n : elle peut atteindre 18 GHz avec le silicium et 60 GHz avec l’arséniure de gallium. Un autre paramètre des barrières de Schottky est leur temps de recouvrement, qui peut descendre à 10^-10 s en utilisant les techniques de couches épitaxiées. L’emploi des diodes Schottky s’est généralisé dans tous les détecteurs simples et dans les mélangeurs à hyperfréquence.

Varactors limiteurs de puissance

Les varactors ne sont pas seulement des générateurs, ou des multiplicateurs de fréquence; leur emploi comme limiteurs de puissance est devenu de plus en plus important. En effet, à faible puissance U.H.F., la diode varactor possède une perte d’insertion très faible et, au-dessus d’un certain seuil qui se situe aux environ de 10 mW, la diode limite l’énergie de sortie au niveau du seuil et ce sur une vingtaine de décibels (jusqu’au claquage de la diode).

On trouve des dispositifs limiteurs à varactors montés en structure coaxiale, qui couvrent plusieurs octaves de fréquence; ils sont très utilisés, par exemple toutes les fois qu’on veut éviter l’éblouissement d’un récepteur très sensible par un brouilleur rapproché; placés en série avec les organes de transmission-réception, ils en améliorent sensiblement le rendement.

5. Applications des ferrites aux hyperfréquences

Comportement en hyperfréquences

On fait agir, sur un morceau de ferrite plongé dans un champ magnétique continu で⁰, un champ magnétique U.H.F. め perpendiculaire à で⁰; on peut définir pour l’échantillon un moment magnétique ぬ et un moment cinétique は par unité de volume. ぬ = 塚 は, où 塚 est le rapport gyromagnétique.

め étant tout d’abord nul, supposons que ぬ soit légèrement déplacé de sa position d’équilibre parallèle à ぬ⁰.

Le champ で⁰ crée un couple égal à ぬ 廬 ぬ⁰, qui tend à aligner de nouveau ぬ sur で⁰.

L’équation du moment cinétique s’écrit:

soit:

La solution de cette équation est une rotation de l’extrémité du vecteur ぬ autour de l’axe Ozqui porte で⁰. Cette rotation se fait dans le sens direct avec une pulsation angulaire 諸⁰ = 塚H⁰ à laquelle correspond la fréquence de résonance gyromagnétique:

En fait, le mouvement s’amortit rapidement et on a coutume de compléter l’équation du moment par un terme d’amortissement phénoménologique dit de Landau-Lifchitz. Lorsqu’on fait intervenir un champ magnétique total: で^t = で⁰ + め, l’équation complète s’écrit:

La résolution de cette équation conduit à trouver la relation entre ぬ et で^t , ou encore la variation de la susceptibilité ou perméabilité magnétique complexe du milieu ferri-magnétique en fonction du champ appliqué で⁰ et de la fréquence de l’onde U.H.F.

Zones d’utilisation sur le diagramme des susceptibilités effectives

À une fréquence donnée, les courbes de susceptibilités ont en général une forme analogue à celle de la figure 15.

On y distingue essentiellement quatre régions correspondant à des utilisations différentes.

La zone 1 est dite «des pertes au champ faible»: le champ appliqué で⁰ n’est pas suffisant pour saturer tout le matériau, les domaines magnétiques ne sont pas tous parallèles. En fait, les matériaux ferrites ont un seuil de fréquence au-dessus duquel les pertes disparaissent. Dans ce cas, la zone 1 est la zone de travail des dispositifs déphaseurs variables en fonction du champ magnétique.

La zone 2 , caractérisée par des pertes faibles ( 﨑 ⁺ et 﨑 ^- très faibles) et par une très grande différence des susceptibilités propres ( 﨑 ⁺ 﨑 ^-), est la zone par excellence d’utilisation des circulateurs.

La zone 3 correspond à la résonance gyromagnétique. L’énergie U.H.F. absorbée 﨑⁺ est maximale lorsque la polarisation du champ U.H.F. め est positive, alors que les pertes sont pratiquement nulles ( 﨑 ^- 黎 0) lorsque la polarisation de め est négative. C’est la zone d’utilisation des isolateurs dits à la résonance.

La zone 4 est en général très peu utilisée, car elle correspond à des champs appliqués で⁰ trop élevés. Toutefois, à basse fréquence (bande L par exemple), lorsque la zone de résonance 3 se recoupe avec la zone de pertes de champs faibles 1, on utilise la zone 4 pour réaliser des circulateurs dits «au-delà de la résonance».

La théorie énoncée aux paragraphes précédents n’est valable que lorsque le champ め est de faible valeur. Au-dessus d’un certain seuil de puissance, des phénomènes très gênants apparaissent: écrasement de la courbe de résonance, pertes subsidiaires importantes dans la zone 2. La théorie complexe de ces phénomènes non linéaires de puissance fait intervenir la notion de création et de propagation des «ondes de spin»; elle est l’œuvre de E. Schlomann (1959).

Principales applications des ferrites en hyperfréquences

Isolateurs

Les isolateurs sont des jonctions non réciproques à deux entrées qui laissent l’énergie se propager dans un sens et l’absorbent dans l’autre. Ils permettent de relier une source U.H.F. à son circuit d’utilisation, de sorte que ce dernier paraisse toujours adapté vis-à-vis de la source. On peut aussi éviter les accrochages et les détériorations des tubes émetteurs, les effets de longue ligne, etc.

Ils trouvent de nombreuses applications (découplage des tubes d’émission de puissance, magnétrons, klystrons, T.O.P., adaptation des aériens, des récepteurs, des filtres). En fait, dans ce domaine «basse puissance», ils ont été de plus en plus supplantés par des circulateurs à «charge incorporée».

Les isolateurs de puissance à la résonance utilisent l’effet gyromagnétique. Les échantillons de ferrite sous forme de plaquettes minces sont soudés sur les parois du guide de part et d’autre des plans de polarisation circulaire du champ magnétique U.H.F. (fig. 16). Le champ magnétique appliqué で⁰ est fourni par un aimant permanent, lourd et encombrant. De tels appareils sont utilisables jusqu’à plusieurs mégawatts de puissance de crête. La bande de fréquence couverte dépasse malheureusement rarement 20 p. 100 de la fréquence centrale de fonctionnement.

Circulateurs

On appelle circulateur un dispositif statique non réciproque à plusieurs entrées où l’énergie pénétrant dans la voie n est dirigée dans la voie (n + 1) à l’exclusion de toutes les autres. En général, on utilise des circulateurs à trois ou à quatre voies (fig. 17).

L’énergie entrant par la voie 1 sort par la voie 2 avec un minimum de pertes (moins de 0,5 dB). Par contre, si l’on mesure la puissance transmise dans le sens 21 ou 32, on trouve une atténuation considérable (plus de 20 dB) appelée découplage ou isolement. De plus en plus, le phénomène utilisé est celui du déplacement de champ à l’intérieur de cylindres de ferrite placés au centre d’une jonction à trois voies.

Ces dispositifs couvrent une bande passante voisine de l’octave. De réalisation commode, en technique ligne à ruban ou microstrip, ils se prêtent très bien à la microminiaturisation de circulateurs à quatre voies. Ils sont devenus un élément indispensable dans de multiples techniques (isolateurs à très large bande dans les récepteurs de contre-mesures, découpleurs entrée et sortie des amplificateurs à faible bruit, commutateurs de voie à commande électronique par inversion rapide du champ magnétique appliqué で, etc.).

L’utilisation de ferrites avec un meilleur contrôle des largeurs de raies de résonance d’ondes de spin lors de la fabrication du matériau permet la réalisation de circulateurs à déplacement de champ, acceptant à l’entrée des puissances crêtes de plusieurs centaines de kilowatts. Toutefois, lorsque la puissance crête atteint et dépasse le mégawatt, on continue à utiliser les circulateurs à déphasage différentiel, lourds et encombrants, mais seuls encore capables, à de tels niveaux de puissance, de séparer l’émission de la réception à l’entrée des antennes radar.

Déphaseurs à ferrite

Les déphaseurs à ferrite offrent une troisième solution pour contrôler électroniquement une phase en hyperfréquence. Ils ont remplacé les diodes dès que la puissance U.H.F. à l’entrée du déphaseur a dépassé quelques dizaines de watts. En plus de la possibilité de contrôler la phase d’énergie U.H.F. pouvant atteindre plusieurs centaines de watts moyens, ils ont l’avantage d’avoir des pertes d’insertion plus faibles mais ils présentent également les inconvénients suivants: puissance de commande plus élevée, variation non négligeable de la phase en fonction de la température (toutefois cette variation est linéaire; on peut donc la mettre en mémoire grâce à un microprocesseur et en tenir compte), temps de commutation plus important. On distingue deux types de déphaseurs à ferrite, le déphaseur numérique et le déphaseur analogique à champ tournant.

Le déphaseur numérique à ferrite (latching ferrite ) se compose d’un certain nombre de sections de déphasage placées en série (fig. 12). Chaque section, ou digit, est constituée par un cylindre de ferrite monté sur un support diélectrique traversé par un fil conducteur central. L’ensemble est placé au centre d’un guide d’onde rectangulaire (des structures microstrip existent également). Le champ magnétique nécessaire à l’aimantation de la ferrite est créé par le courant qui traverse le conducteur central. Une impulsion de courant positive place le bloc de ferrite dans la position d’induction rémanente + B^r du cycle d’hystérésis ^{[cf. MAGNÉTISME]}. Une impulsion négative le place en 漣 B^r . Ces deux positions de repos + B^r et 漣 B^r constituent les deux états de déphasage de la section considérée. Il est aussi possible de faire varier, en sortie du déphasseur, la phase de 360⁰ par bonds successifs égaux à la plus petite valeur de déphasage choisi. Le déphaseur numérique à ferrite présente l’inconvénient de ne pas être réciproque, c’est-à-dire que la phase n’est pas la même suivant que l’énergie hyperfréquence entre d’un côté ou de l’autre du déphaseur.

Le déphaseur analogique à ferrite à champ tournant a une configuration semblable au déphaseur à lame tournante décrit par Fox. Il comprend successivement:

– un transformateur guide rectangulaire-guide circulaire;

– un polariseur quart d’onde qui transforme l’onde TE¹¹ en une onde polarisée circulairement;

– une lame demi-onde tournant autour de l’axe du guide circulaire et favorisant une variation de phase continue de n fois 0-360⁰;

– un polariseur quart d’onde;

– un transformateur guide circulaire-guide rectangulaire.

Dans la version déphaseur à ferrite à champ tournant, la lame demi-onde est remplacée par un cylindre de ferrite aux deux extrémités duquel sont collés des transformateurs diélectriques quart d’onde jouant le rôle des deux polarisateurs du déphaseur Fox. Le champ magnétique d’amplitude constante est appliqué traversalement à l’axe du déphaseur à ferrite et peut prendre n’importe quelle direction comprise entre 0 et 360⁰, grâce à deux ou quatre bobines placées à la périphérie comme dans une machine électrique qui tourne.

Ce type de déphaseur est réciproque. La précision de la phase obtenue dépend de la précision de positionnement du champ magnétique et également de l’hystérésis du système magnétique, lorsqu’on est obligé de changer le sens de rotation du champ magnétique appliqué. Son utilisation dans des antennes à balayage s’est généralisé.

Encyclopédie Universelle. 2012.